Dispositivos Eletronicos-TEORIA DE CIRCUITOS (32)

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como as configurações de polarização fixa ou de seguidor 
de emissor. Substituir CC e os outros capacitores do circuito 
por equivalentes de circuito aberto resultará nos dois arran-
jos de polarização mostrados na Figura 4.65. Os métodos 
de análise apresentados neste capítulo podem, então, ser 
aplicados a cada estágio separadamente, visto que um es-
tágio não afetará o outro. Naturalmente, a fonte de CC de 
20 V deve ser aplicada a cada componente isoladamente.
A configuração Darlington da Figura 4.66 alimenta 
a saída de um estágio diretamente na entrada do estágio 
seguinte. Uma vez que a tensão de saída da Figura 4.66 
é retirada diretamente do terminal emissor, no próximo 
capítulo veremos que o ganho CA é bastante próximo de 
1, mas a impedância de entrada é muito elevada, o que 
a torna atraente para uso em amplificadores que operam 
sob alimentação de fontes que tenham uma resistência 
interna relativamente alta. Se uma resistência de carga 
fosse adicionada ao ramo do coletor e a tensão de saída 
retirada do terminal coletor, a configuração produziria um 
ganho muito alto.
Para a análise CC da Figura 4.67, assumindo β1 para 
o primeiro transistor e β2 para o segundo, a corrente de 
base para o segundo transistor é 
IB2 = IE1 = (b1 + 1)IB1 
e a corrente de emissor para o segundo transistor é 
IE2 = (b2 + 1)IB2 = (b2 + 1)(b1 + 1)IB1 
Assumindo β ˃˃ 1 para cada transistor, verificamos 
que o beta líquido para a configuração é 
 VCC
 CC CC
RC
Rs
CE
R2
R1
Q1 Q2
CE
RCR1
RL
R2
Cs
++
RERE
vs
+
–
vo
Figura 4.64 Amplificadores transistorizados com acoplamento RC.
RC
R2
R1
Q1 Q2
RCR1
R2
RERE
 VCC VCC
Figura 4.65 Equivalente CC da Figura 4.64.
vo
CC
RE RL
Cs
RB
+VCC
Q1
Q2
Rs
vs
+
–
Figura 4.66 Amplificador Darlington.
176 dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos
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 bD = b1b2 (4.50) 
que se compara diretamente com um amplificador de um 
único estágio com um ganho de βD.
A aplicação de uma análise semelhante à da Seção 
4.4 resultará na seguinte equação para a corrente de base: 
IB1 =
VCC - VBE1 - VBE2
RB + (bD + 1)RE
 
Definindo 
 VBED = VBE1 + VBE2 (4.51)
temos 
 
IB1 =
VCC - VBED
RB + (bD + 1)RE
 
 
 (4.52) 
As correntes 
 IC2 IE2 = bDIB1 (4.53)
e a tensão CC no terminal emissor é 
 VE2 = IE2RE (4.54)
A tensão de coletor para essa configuração é, obvia-
mente, igual à tensão da fonte. 
 VC2 = VCC (4.55) 
e a tensão através da saída do transistor é 
VCE2 = VC2 - VE2 
e VCE2 = VCC - VE2 (4.56) 
A configuração Cascode da Figura 4.68 liga o co-
letor de um transistor ao emissor do outro. Em essência, 
trata-se de um circuito divisor de tensão com uma confi-
guração base-comum no coletor. O resultado disso é um 
circuito com um ganho elevado e uma capacitância Miller 
reduzida — um tópico a ser examinado na Seção 9.9.
A análise CC é iniciada ao assumirmos que a cor-
rente através das resistências de polarização R1, R2 e R3 
da Figura 4.69 é muito maior do que a corrente de base 
de cada transistor. Isto é, 
IR1 IR2 IR3 W IB1 ou IB2 
Por conseguinte, a tensão na base do transistor Q1 
é determinada simplesmente por uma aplicação da regra 
do divisor de tensão: 
 
VB1 =
R3
R1 + R2 + R3
 VCC 
 
 (4.57) 
A tensão na base do transistor Q2 é determinada da 
mesma maneira: 
 
VB2 =
(R2 + R3)
R1 + R2 + R3
 VCC 
 
(4.58)
VCC
vo
CC
Q2
Q1
CERE
R1
Cs
C1
R2
R3
RC
Rs
vs
+
–
RL
Figura 4.68 Amplificador Cascode.
RE
RB
VCCVCC
IB1 VBE1
VBE2
IB2
IE1
IC2
IE2
+
+
–
–
Figura 4.67 Equivalente CC da Figura 4.66.
Capítulo 4 Polarização CC — tBJ 177
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As tensões de emissor são, então, determinadas por 
 VE1 = VB1 - VBE1 (4.59) 
e VE2 = VB2 - VBE2 (4.60) 
com as correntes de emissor e coletor determinadas por:
 
IC2 IE2 IC1 IE1 =
VB1 - VBE1
RE1 + RE2
 
 
(4.61) 
A tensão de coletor VC1
: 
 VC1 = VB2 - VBE2 (4.62) 
e a tensão de coletor VC2
: 
 VC2 = VCC - IC2RC (4.63) 
A corrente através dos resistores de polarização é 
 
IR1 IR2 IR3 =
VCC
R1 + R2 + R3
 
 
(4.64) 
e cada corrente de base é determinada por 
 
IB1 =
IC1
b1
 
 
(4.65) 
com 
 
IB2 =
IC2
b2
 
 
(4.66) 
A próxima configuração de múltiplos estágios a 
ser apresentada é o par realimentado da Figura 4.70, 
que emprega tanto um transistor npn quanto um pnp. O 
resultado disso é uma configuração que proporciona alto 
ganho com maior estabilidade. 
A versão CC com todas as correntes nominadas 
aparece na Figura 4.71.
A corrente de base 
IB2 = IC1 = b1IB1 
e IC2 = b2IB2 
VCC
VC2
VB2
VB1
Q2
Q1
RE
R1
R2
R3
VCC
RC
VC1
 = VE2
VE1
VBE2
+
–
VBE1
+
–
IC2
IC1
IE1
Figura 4.69 Equivalente CC da Figura 4.68.
vo
CC
RL
RC
Cs
RB
VCC
Q1
Q2
Rs
vs
+
–
Figura 4.70 Amplificador de par realimentado.
RC
RB
VCC
Q1
Q2
IE1
IE2
IB1
IC2
IC
IC1= IB2
Figura 4.71 Equivalente CC da Figura 4.70.
178 dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos
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de modo que
 IC2 IE2 = b1b2IB1 (4.67)
A corrente de coletor
IC = IE1 + IE2
 b1IB1 + b1b2IB1
 = b1(1 + b2)IB1 
de modo que IC b1b2IB1 (4.68)
A aplicação da Lei das Tensões de Kirchhoff desde 
a fonte até o terra resulta em
ou 
 VCC - ICRC - VEB1 - IB1RB = 0
 VCC - VEB1 - b1b2IB1RC - IB1RB = 0 
e IB1 =
VCC - VEB1
RB + b1b2RC
 
 
(4.69)
A tensão de base VB1
 é
 VB1 = IB1RB (4.70)
e VB2 = VBE2 (4.71)
A tensão de coletor VC2
 = VE1 é
 VC2 = VCC - ICRC (4.72)
e VC1 = VBE2 (4.73)
Nesse caso,
 VCE2 = VC2 (4.74)
e VEC1 = VE1 - VC1 
de modo que VEC1 = VC2 - VBE2 (4.75)
A última configuração de múltiplos estágios a ser 
apresentada é o amplificador de acoplamento direto, como 
o que aparece no Exemplo 4.26. Note a ausência de um 
capacitor de acoplamento para isolar os níveis CC de cada 
estágio. Os níveis CC em um estágio afetarão diretamente os 
dos estágios subsequentes. A vantagem é que o capacitor de 
acoplamento costuma limitar a resposta de baixa frequência 
do amplificador. Sem ele, o amplificador pode amplificar os 
sinais de frequência muito baixa — na realidade, até CC. A 
desvantagem é que qualquer variação nos níveis CC devido 
a uma série de razões em um estágio pode afetar os níveis 
CC dos estágios subsequentes do amplificador.
exeMPlo 4.26
Determine os valores CC para as correntes e tensões do 
amplificador com acoplamento direto da Figura 4.72. 
Note que é uma configuração com polarização por 
divisor de tensão seguida por outra de coletor-comum; 
uma configuração ideal para os casos em que a impe-
dância de entrada do próximo estágio é bastante baixa. 
O amplificador coletor-comum atua como um buffer 
entre os estágios. 
Solução:
O equivalente CC da Figura 4.72 aparece na Figura 
4.73. Note que a carga e a fonte não fazem mais parte 
da representação gráfica. Para a configuração de divisor 
de tensão, as equações a seguir para a corrente de base 
foram desenvolvidas na Seção 4.5.
IB1 =
ETh - VBE
RTh + (b + 1)RE1
 
com RTh = R1 }R2 
e ETh =
R2VCC
R1 + R2
 
 
Nesse caso,
e
 
RTh = 33 k }10 k = 7,67 k 
 ETh =
10 k (14 V)
10 k + 33 k = 3,26 V 
 
de modo que 
IB1 =
3,26 V - 0,7 V
7,67 k + (100 + 1) 2,2 k
=
2,56 V
229,2 k
= 11,17 mA 
com 
 
IC1 = bIB1 
= 100 (11,17 mA)
= 1,12 mA 
Na Figura 4.73, verificamos que
 
VB2 = VCC - ICRC 
= 14 V - (1,12 mA)(6,8 k )
= 14 V - 7,62 V
= 6,38 V 
 (4.76)
Capítulo 4 Polarização CC — tBJ 179
Boylestad_2012_cap04.indd 179 3/11/13 5:51 PM
e 
 
VE2 = VB2 - VBE2
= 6,38 V - 0,7 V
= 5,68 V 
o que resulta em 
 
IE2 =
VE2
RE2
 
=
5,68 V
1,2 k
= 4,73 mA 
(4.77)
Obviamente,
 
VC2 = VCC 
= 14 V 
(4.78)
e 
VCE2 = VC2 - VE2 
VCE2 = VCC - VE2 
= 14 V - 5,68 V
= 8,32 V 
(4.79)
4.13 eSPelhoS de Corrente
O espelho de corrente é um circuito CC no qual acorrente através da carga é controlada por uma corrente 
em outro ponto do circuito. Isto é, se a intensidade 
da corrente que controla o circuito for reduzida ou 
elevada, aquela que passa através da carga também 
mudará na mesma proporção. A discussão a seguir 
demonstrará que a eficácia do projeto depende do fato 
de que os dois transistores empregados possuem curvas 
características idênticas. A configuração básica aparece 
na Figura 4.74. Note que os dois transistores estão de 
costas um para o outro e o coletor de um está conectado 
à base de ambos.
Suponhamos que transistores idênticos resultem em 
VBE1
 = VBE2 e IB1 = IB2
, como definido pela curva caracterís-
tica base-emissor da Figura 4.75. Se a tensão base-emissor 
for aumentada, a corrente de cada um aumentará na mesma 
proporção.
vo
RL
RE1
CE1
R1
β2 = 50
β1 = 100
Q1
Q2
RC
Cs
R2
Rs
vs
+
–
VCC
14 V
6,8 k
1 k
2,2 k
20 F
RE2 1,2 k
1 F
33 k
200 
10 k
CC
Figura 4.72 Amplificador com acoplamento direto.
RE2
VB2
VC2
VE2
RE1
R1
β2 = 50
β1 = 100
RC
R2
14 V14 V
6,8 k
2,2 k10 k
1,2 k
33 k
IC1
IB1
IC
IE2
Figura 4.73 Equivalente CC da Figura 4.72.
180 dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos
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Visto que as tensões base-emissor dos dois transis-
tores da Figura 4.74 estão em paralelo, elas devem ter o 
mesmo valor. Por conseguinte, IB1 = IB2
 em cada tensão 
base-emissor definida. Fica evidente a partir da Figura 
4.74 que 
IB = IB1
 + IB2
e, se IB1 = IB2
então, IB = IB1
 + IB2
 = 2IB1
Além disso, Icontrole = IC1 + IB = IC1
 + 2IB1
mas IC1 = β1IB1
então Icontrole = β1IB1 + 
2IB1 = 
(β1 + 2)IB1
e porque β1 é tipicamente >> 2, Icontrole > β1IB1
ou IB1 =
Icontrole
b1
 )08.4(
 
(4.80)
Se a corrente de controle é elevada, a IB1
 resultante 
aumentará, como determina a Equação 4.80. Se IB1 torna-
-se maior, a tensão VBE1 deve aumentar, como determina 
a curva de resposta da Figura 4.75. Se VBE1 aumenta, 
então VBE2
 deve ter um acréscimo de mesmo valor, e IB2 
também aumentará. O resultado é que IL = IC2 = bIB2 
também aumentará até o nível estabelecido pela corrente 
de controle.
Com base na Figura 4.74, verificamos que a corrente 
de controle é determinada por
 
Icontrole =
VCC - VBE
R 
 
 (4.81)
revelando que, para uma VCC fixa, o resistor R pode ser 
usado para definir a corrente de controle.
O circuito também possui uma medida de controle 
embutida que tentará assegurar que qualquer variação 
na corrente de carga seja corrigida pela própria configu-
ração. Por exemplo, se IL tentar se elevar por qualquer 
razão, a corrente de base de Q2 também se elevará por 
causa da relação IB2
 = IC2
/β2 = IL/β2. Retomando a Figura 
4.74, vemos que um aumento em IB2
 provocará um au-
mento também na tensão VBE2
. Visto que a base de Q2 
está conectada diretamente ao coletor de Q1, a tensão 
VCE1 também aumentará. Essa ação leva a uma queda de 
tensão no resistor de controle R, o que faz com que IR 
caia. Mas, se IR cai, a corrente de base IB cairá, levando 
tanto IB1
 quanto IB2 a cair também. Uma queda em IB2
 fará 
com que a corrente do coletor e, portanto, a corrente de 
carga também sejam reduzidas. Logo, o resultado é uma 
sensibilidade a mudanças indesejadas que o circuito se 
esforçará em corrigir.
Toda a sequência de eventos que acabamos de des-
crever pode ser resumida em uma única linha, como 
mostramos a seguir. Observe que em uma extremidade 
a corrente de carga tenta aumentar e, na extremidade da 
sequência, a corrente de carga é forçada a retornar a seu 
valor original.
 IL c IC2 c IB2 c VBE2 c VCE1 T , IR T , IB T , IB2 T IC2 T IL T 
 Observe 
exeMPlo 4.27
Calcule o espelho de corrente I no circuito da Figura 4.76.
Solução:
Equação 4.75:
I = Icontrole =
VCC - VBE
R =
12 V - 0,7 V
1,1 k
= 10,27 mA 
exeMPlo 4.28
Calcule a corrente I através de cada um dos transistores 
Q2 e Q3 no circuito da Figura 4.77. 
Solução:
Visto que 
 VBE1 = VBE2 = VBE3 então IB1 = IB2 = IB3 
Icontrole
IB
Q1 Q2
VCC 10 V
IB1 IB2
IL = IC2 = Icontrole
VC1 IC2
VBE1 = VBE2
–
+
0,7 V
R
CARGA
IC1
Figura 4.74 Espelho de corrente que usa dois TBJs, um 
de costas para o outro.
0 VBE1 VBE
IB1
IB
Figura 4.75 Curva característica de base para o transistor 
Q1 (e Q2).
Capítulo 4 Polarização CC — tBJ 181
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Substituindo
 IB1 =
Icontrole
b
 e IB2 =
I
b
 com IB3 =
I
b
 
temos 
 
 
Icontrole
b
=
I
b
=
I
b
 
 
logo, I deve ser igual a Icontrole
e 
 Icontrole =
VCC - VBE
R =
6 V - 0,7 V
1,3 k = 4,08 mA 
 
A Figura 4.78 mostra outra forma de espelho de 
corrente para fornecer uma impedância de saída mais 
elevada do que a da Figura 4.74. A corrente de controle 
através de R é
Icontrole =
VCC - 2VBE
R IC +
IC
b
=
b + 1
b
 IC IC 
Ao assumirmos que Q1 e Q2 são bastante coinciden-
tes, vemos que a corrente de saída I é mantida constante em
I IC = Icontrole 
Novamente, vemos que a corrente de saída I é um 
valor espelhado da corrente definida pela corrente fixa 
através de R. 
A Figura 4.79 mostra mais uma forma de espelho 
de corrente. O transistor de junção com efeito de campo 
(veja Capítulo 6) fornece uma corrente constante definida 
no valor de IDSS. Essa corrente é espelhada, o que resulta 
em uma corrente através de Q2 no mesmo valor:
I = IDSS
Q2Q1
1,1 k
+12 V
I
Figura 4.76 Circuito de espelho de corrente para o 
Exemplo 4.27.
Figura 4.79 Conexão de espelho de corrente.
I
Q1
I
1,3 kΩ
+6 V
Q3
Q2
Icontrole
Figura 4.77 Circuito de espelho de corrente para o 
Exemplo 4.28. 
Q2Q1
+VCC
IC
I
Q3
IC
β
RIcontrole
Figura 4.78 Circuito de espelho de corrente com maior 
impedância de saída.
182 dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos
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4.14 CirCuitoS de fonte 
de Corrente 
O conceito de fonte de alimentação fornece o ponto de 
partida para nossa análise de circuitos de fonte de corrente. 
Uma fonte de tensão prática [(Figura 4.80(a)] é aquela em 
série com uma resistência. Uma fonte de tensão ideal tem R 
= 0, enquanto a prática inclui uma resistência pequena. Uma 
fonte de corrente prática [Figura 4.80(b)] é aquela em parale-
lo com uma resistência. Uma fonte de corrente ideal tem R = 
∞Ω, enquanto a prática inclui uma resistência muito grande.
Uma fonte de corrente ideal fornece uma corrente 
constante, independentemente da carga conectada a ela. 
Existem muitos usos no domínio da eletrônica para um 
circuito que forneça uma corrente constante a um nível de 
impedância muito elevado. Circuitos de corrente constante 
podem ser montados com dispositivos bipolares, dispo-
sitivos FET e uma combinação desses componentes. Há 
circuitos utilizados de forma discreta e outros mais apro-
priados para operação em circuitos integrados. 
fonte de corrente constante 
com transistor bipolar 
Transistores bipolares podem ser conectados de inú-
meras maneiras a um circuito que opera como uma fonte 
de corrente constante. A Figura 4.81 mostra um circuito 
com alguns resistores e um transistor npn para operação 
como um circuito de corrente constante. A corrente em IE 
pode ser determinada como descrito a seguir. Assumindo 
que a impedância de entrada da base seja muito maior do 
que R1 ou R2, temos
VB =
R1
R1 + R2
 (-VEE )
 e VE = VB - 0,7 V
 com IE =
VE - (-VEE)
RE
IC 
 
(4.82)
onde IC é a corrente constante fornecida pelo circuito da 
Figura 4.81.
exeMPlo 4.29
Calcule a corrente constante I no circuito da Figura 4.82.
Solução:
VB =
R1
R1 + R2
 (-VEE)
=
5,1 k
5,1 k + 5,1 k (-20 V) = -10 V
VE = VB - 0,7 V = 10 V - 0,7 V = -10,7 V
I = IE =
VE - (-VEE)
RE
=
-10,7 V - (-20 V)
2 k
=
9,3 V
2 k = 4,65 mA
 
fonte de corrente constante 
com transistor/zener
Ao substituirmos a resistência R2 por um diodo Zener, 
como mostra a Figura 4.83, temos uma fonte de corrente 
constante melhoradaem relação à da Figura 4.81. A introdu-
R
(a)
RI I
(b)
E
+
–
E
+
–
Fonte de tensão prática Fonte de tensão ideal Fonte de corrente prática Fonte de corrente ideal
Figura 4.80 Fontes de tensão e de corrente.
Figura 4.81 Fonte de corrente constante discreta.
Capítulo 4 Polarização CC — tBJ 183
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ção do diodo Zener resulta em uma corrente constante cal-
culada aplicando-se a LTK (Lei das Tensões de Kirchhoff) 
à malha base-emissor. O valor de I pode ser calculado por
 
I IE =
VZ - VBE
RE
 
 
 (4.83) 
Um ponto importante a ser levado em consideração 
é que a corrente constante depende da tensão do diodo Ze-
ner, a qual permanece bastante constante, e do resistor de 
emissor RE. A tensão de alimentação VEE não tem nenhum 
efeito sobre o valor de I. 
exeMPlo 4.30
Calcule a constante de corrente I no circuito da Figura 
4.84. 
Solução:
Equação 4.83:
I =
VZ - VBE
RE
=
6,2 V - 0,7 V
1,8 k = 3,06 mA 3 mA 
4.15 tranSiStoreS pnp
Até aqui, a análise se limitou totalmente aos 
transistores npn para garantir que a análise inicial das 
configurações básicas ficasse tão clara quanto possível 
sem se alternar entre os dois tipos de transistor. Feliz-
mente, a análise de transistores pnp segue o mesmo 
padrão estabelecido para os transistores npn. Primei-
ramente o valor de IB é determinado e, em seguida, 
são aplicadas as relações apropriadas ao transistor 
para que a lista das incógnitas restantes seja definida. 
Na verdade, a única diferença entre as equações resul-
tantes para um circuito no qual um transistor npn foi 
substituído por um transistor pnp é o sinal associado 
a quantidades específicas.
Como se observa na Figura 4.85, a notação de 
duas letras subscritas é mantida. Entretanto, os sen-
tidos de corrente foram invertidos para refletir os da 
,
,
Figura 4.82 Fonte de corrente constante para o Exemplo 4.29.
Figura 4.85 Transistor pnp na configuração de 
polarização estável do emissor.
I
Figura 4.83 Circuito de corrente constante usando o 
diodo Zener.
1,8
,
, kΩ
Figura 4.84 Circuito de corrente constante para o 
Exemplo 4.30.
184 dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos
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condução real. Utilizando-se as polaridades definidas 
na Figura 4.85, tanto VBE quanto VCE serão quantidades 
negativas.
A aplicação da Lei das Tensões de Kirchhoff à malha 
base-emissor do circuito resulta na seguinte equação para 
a Figura 4.85:
-IERE + VBE - IBRB + VCC = 0
A substituição de IE = (β + 1)IB e o cálculo de IB 
resulta em
 
IB =
VCC + VBE
RB + (b + 1)RE
 
 
 (4.84)
A equação resultante é igual à Equação 4.17, exceto 
pelo sinal de VBE. Entretanto, nesse caso, VBE = –0,7 V, e 
a substituição dos valores resulta no mesmo sinal para 
cada termo da Equação 4.84, como na Equação 4.17. 
Lembramos que o sentido de IB é definido como oposto 
àquele estabelecido para o transistor pnp, como mostra a 
Figura 4.85.
Para VCE, a Lei das Tensões de Kirchhoff é apli-
cada ao circuito coletor-emissor, resultando na seguinte 
equação:
-IERE + VCE - ICRC + VCC = 0
Substituir IE > IC resulta em
 VCE = -VCC + IC(RC + RE ) (4.85)
A equação resultante tem o mesmo formato da Equa-
ção 4.19, mas o sinal associado a cada termo do lado 
direito da igualdade foi modificado. Como VCC é maior do 
que o valor dos termos restantes, a tensão VCE é negativa, 
como observado em um parágrafo anterior.
exeMPlo 4.31
Determine VCE para a configuração de polarização com 
divisor de tensão da Figura 4.86.
Solução:
O teste da condição
 bRE ≥ 10R2 
resulta em
1,1()021( k ) ≥ 10(10 k )
231 k ≥ 100 k (satisfeita )
Calculando VB, temos
VB =
R2VCC
R1 + R2
=
(10 k )(-18 V)
47 k + 10 k = -3,16 V
Observe a semelhança do formato da equação com o 
da tensão negativa resultante para VB.
A aplicação da Lei das Tensões de Kirchhoff ao longo 
da malha base-emissor resulta em
e 
+VB - VBE - VE = 0
VE = VB - VBE 
Substituindo os valores, obtemos
VE = -3,16 V - (-0,7 V)
= -3,16 V + 0,7 V
= -2,46 V
Observe que, na equação anterior, é empregada a no-
tação-padrão de letras subscritas, simples e dupla. 
Para um transistor npn, a relação VE = VB – VBE seria 
exatamente a mesma. A única diferença surge quando 
os valores são substituídos.
A corrente é
IE =
VE
RE
=
2,46 V
1,1 k = 2,24 Am
Para a malha coletor-emissor,
-IERE + VCE - ICRC + VCC = 0
–18 V
10 µF
kΩ2,4
vo
VCE
+C
–
E
kΩ1,1
10 µF
B
kΩ10
vi
kΩ47
= 120
Figura 4.86 Transistor pnp em uma configuração de 
polarização com divisor de tensão.
Capítulo 4 Polarização CC — tBJ 185
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